在反激式转换器拓扑中，当开关被引导时，变压器存储能量，并且负载电流由输出滤波电容器提供。

当开关关闭时，变压器将存储的能量传递给负载和输出滤波电容，以补偿电容器分别提供负载。

电流消耗的能量。

a，电路简单，可有效提供多通道直流输出，适用于多组输出要求;湾当输入电压在很大范围内波动时，它仍然可以具有更稳定的输出。

目前，交流输入85- 265V，需要实现稳定输出而无需切换; c，变压器匝数比小; d，转换效率高，损耗小。

1工作模式介绍反激式转换器分为两种工作模式：DCM和CCM。

实际上，通常使用这两种工作模式。

（1），不连续电感器电流模式（DCM）或“全能量转换”：在Ton期间存储在变压器中的所有能量在回扫时段（Ton）期间被传送到输出。

（2）电感器电流连续模式CCM（连续电感器电流模式）或“不完全能量转换”：存储在变压器中的一部分能量保留在Toff结束，直到下一个Ton周期开始。

当转换器输入电压Vin在大范围内变化，或者负载电流I1在很宽的范围内变化时，不可避免地要跨越两种操作模式，因此要求反激式转换器在DCM / CCM中稳定。

工作。

但是，设计起来很困难。

它通常设计为DCM / CCM临界状态作为设计参考，并采用电流模式控制PWM设计。

在稳定状态下，Ton处的回扫变压器磁通Δ∮的变化必须等于toff的变化，否则磁芯将饱和。

因此，Δ∮= Vin * Ton / Np = Vs * Toff / Ns，即变压器初级绕组每圈的伏秒值必须等于次级绕组每圈的伏秒值。

因此，根据变压器伏秒平衡原理，可以推导出DCM / CCM工作模式下的输出电压计算公式：Vin * DT = nVo *（1-D）T 2两种工作模式之间的差异可以是DCM和CCM的当前波形。

可以看出，在DCM状态期间，波形在完全能量传递期间具有较高的初级峰值电流，这是因为主要初级电感值Lp相对较低，因此Lp急剧上升，其负面影响是增加输入滤波电容的绕组损耗和纹波电流，使开关管必须具有高电流承载能力，以确保安全运行。

在CCM工作状态下，初级峰值电流较低，但开关晶体管在导通时具有较高的漏极电流值，从而导致开关晶体管的高功耗，并且为了实现CCM，更高的变压器是需要。

由于要存储在变压器磁芯中的剩余能量，初级电感值Lp要求变压器大于DCM，而其他系数相等。

总之，DCM和CCM变压器在设计上基本相同，但主峰值电流的定义存在一些差异（CCM中的Ip = Imax- / Imin）。

1.储能容量：当变压器工作在CCM模式时，由于直流分量，需要气隙将磁化曲线倾斜到H轴，这样变压器就能承受大电流并传输更多能量。

P =fxVe∫brHdB（Ve：核心和气隙的有效容积）或P = 1 / 2LP（Imax-Imin）（Imax，Imin：周末和开始时的当前值）2。

电感值Lp：在变压器设计的初始阶段不考虑电感Lp，因为Lp仅影响开关电源的工作模式，因此该参数需要通过电路工作模式进行调整。

Lp的最大值与变压器损耗最小值一致。

如果设计Lp很大并且需要CCM模式，那就恰到好处。

如果您需要在DCM模式下工作，则只能增加气隙并降低Lp以满足要求，这样变压器就不会偏离设计。

3.每个初级和次级绕组的匝数应保持不变：在设计时，次级匝数通常根据计算得分计算，每个次级侧的匝数低于初级侧的匝数。

因此，使次级侧的每一侧的值小于初级侧的数量，为了达到平衡，有必要减少吨时间，并且使用更长的时间将电能传输到输出端。

也就是说，传导占空比D需要小于0.5。

使电路工作在DCM模式。

但是，这里应该注意，如果Lp太大，则电流上升斜率很小，并且ton时间很短（＆lt; 50％）。

很可能在吨结束时，电流上升值不大，并且电路不能传输所需的功率。

现象。

这种现象是由于变压器的自供电限制，可以通过增加气隙和降低电感Lp来解决，从而不会发生自限制效应。

4.反激式转换器的主功率管需要增加吸收电路，以吸收反激期间开关管的电压尖峰。

计算吸收电容器零值的公式：C = Id *（tr + tf）/ Vds计算主吸收电阻器电阻的公式：R = Ton / 3C